作者：董洁 张浩 丁勇等，来源： 英飞凌工业半导体微信公众号
原文发表于2022年中国电力电子与能量转换大会暨中国电源学会第二十五届学术年会
作者简介
作者简介：董洁（1992—），女，浙大硕士毕业，现任英飞凌工业功率控制事业部高级应用工程师，主要从事电力电子技术研究应用工作。
摘 要
近年来新能源汽车发展迅速，对充电桩也提出了高功率密度、大功率、高效率等要求。基于三相LLC变换器技术的30千瓦功率模块单元性能更优，可以满足现有的市场需求。基于30千瓦三相LLC变换器常见的母线电压等级800V，对于650V和1200V器件存在两种不同的拓扑方案。文章针对这两类拓扑进行参数设计，选取三种功率器件方案：
650V IGBT/ 650V Si MOSFET/1200V SiC MOSFET，参考实际应用参数，利用PLECS平台进行仿真分析，综合对比三种功率器件在损耗、结温、效率和成本等方面的特点与差异。
1. 三相LLC谐振变换器
随着全球经济的发展，运输需求的增加，传统汽车带来的能源和污染问题日益严重。碳达峰和碳中和的战略目标对能源和污染问题提出了更高的要求。新能源汽车具有能源消耗少、无环境污染、噪声低等优点，成为了未来汽车产业的重要发展趋势，在汽车市场的占有率日益增加[1-3]。动力电池作为新能源汽车的核心部件，占据整车成本约30%~40%。动力电池的补能方式主要有换电和充电。在充电相关的充电桩电源模块里多采用两级结构，第一级为功率因数校正（Power Factor Correction, PFC），第二级为DC/DC变换器，如图1所示[4]。
图1.新能源汽车充电桩基本结构
新能源汽车的发展，对充电桩提出了高功率密度、大功率以及高效率等需求。LLC谐振变换器的软开关特性可以在全负载范围内实现原边开关管的零电压导通（Zero-Voltage Switching,ZVS）和副边二极管的零电流关断（Zero-Current Switching, ZCS），在维持高效率的同时提高工作频率，减小被动元件体积，增加功率密度[5-7]。交错并联技术可以在保证开关管工作频率不变的前提下，减小输入输出电流的纹波，从而减小滤波电容体积。但元器件参数差异会导致模块间出现不均流现象，而Y型连接的三相LLC变换器可以有效改善相间不均流的问题[8,9]。并由于模块增加等，三相LLC变换器的通流能力增加，实现大功率、高功率密度的目标。大功率充电桩可以节省充电时间，满足客户的使用需求。因此，30千瓦充电桩的市场占比越来越大。
图2为新能源汽车主流的400V和800V锂电池的充放电曲线。为同时匹配不同电池，充电模块工作范围很宽：200~1000V。这要求三相LLC谐振变换器具有宽范围调节的能力，文章采用变压器副边串并联方式进行宽范围调节。
图2.30kW新能源汽车锂电池充放电曲线
文章基于30kW的三相LLC谐振变换器，结合实际的宽范围应用需求，进行两种拓扑原理分析和参数设计，并通过PLECS软件进行电气、损耗和热特性的仿真分析，重点对比了三种主流功率器件：Si MOSFET(650V/CFD7)、IGBT(650V/H5)和SiC MOSFET(1200V)，在三相LLC中的表现。
2. 三相LLC谐振变换器
三相LLC谐振变换器的基本架构如图3所示。变压器原边由三相半桥和谐振腔组成，变压器副边采用二极管的方式实现整流功能。
图3.三相LLC谐振变换器结构框图
三相LLC变换器直流母线常采用800V电压等级，针对功率器件的电压等级存在两种解决方案。第一种为两个650V器件模块串联，第二种为1200V器件单模块使用。由于电路宽范围输出的需求，三相LLC谐振变换器副边的二极管整流桥需要进行串并联切换。并联时输出电压为单模块输出电压(200~500V)，串联时输出电压为两倍单模块输出电压(500~1000V)。结合原边两种器件拓扑方案，以及副边的整流桥串并联方案，可以得到三相LLC谐振变换器的两种拓扑方案，如图4和图5所示。
图4.650V开关管三相LLC谐振变换器
图5.1200V开关管三相LLC谐振变换器
其中，Cra、Crb、Crc是谐振电容，值为Cr；Lra、Lrb、Lrc是谐振电感，值为Lr；Lma、Lmb、Lmc是励磁电感，值为Lm。图4中的Q1~Q12为650V开关管，图5中的Q1~Q6为1200V开关管。S1~S3为切换整流模块串并联状态的开关器件。
3. 三相LLC变换器设计
对于三相LLC谐振变换器，谐振参数的设计决定了变换器的增益与性能。
3.1. 基于FHA的LLC基本分析
基波分析法（First-Harmonic Approximation, FHA）是一种常用的分析谐振变换器的方法。通过基波分析法可以简化电路的分析过程，将复杂的谐振变换器简化为如图6(a)所示的结构[10]。文章中，Vin为变换器输入电压，Vo为输出电压，Io为输出电流，Ro为输出侧负载，n为变压器原副边变比。
图6.基波等效电路
其中，vab为谐振腔的交流输入，vcd为变压器副边的交流输出，isr为变压器副边的谐振电流。在等效电路中，交流变量vab、vcd和isr通过泰勒级数展开可以得到其基波分量：
输出等效阻抗Ro eq可以定义为：
将输出等效阻抗折算到原边，如图6(b)所示，此时等效阻抗Req为：
根据图6(b)，此时电路可以看作Req和Lr以及Cr在进行分压，因此可以得到电压增益的表达式：
其中，质量因数：Q=√(Lr/Cr)/Req，电感比：k=Lm/Lr，谐振频率：fr=1/(2π√(Lr Cr))，归一化频率：fn=fs/fr。电压增益随归一化频率的变化受参数Q和k的影响。
3.2. 谐振参数设计
表1所示是三相LLC变换器的参数规格。
表1.三相LLC谐振变换器规格参数
3.2.1 650V器件谐振参数设计
650V器件的电路如图4所示，根据谐振点的输入输出电压，得到变压器原副边变比n=11:9。
变换器采用变母线的方式，输入电压配合输出进行调制。以650V器件的拓扑为例，变压器副边并联，单模块为半母线电压，其输入输出的对应关系如图7所示，此时最大和最小的电压增益为：
图7.变换器输入输出电压对应关系
文献[11]给出了参数k和Q的详细设计过程。随着Q减小，最高频率处的电压增益增加，因此要确保在空载状态下，最高频率处的电压增益可以满足最小增益的要求。假设Q为最小极限值0，将Q=0带入增益表达式(6)，可以得到k的最大值：
电池实际工作时，在200V~250V区间进行降额工作，设计过程不将其考虑在内，因此认为Vo min=250V，再考虑设计的裕量，选择k值为6。
在k值固定的情况下，电压增益曲线随着Q值的增加而减小。由于满载时Q值最大，Q应该在满载工况下进行设计，满足在最低的开关频率点可以实现最大的电压增益。因此Q的最大值为：
为了提高效率，Q的取值要尽量大，因此选择Q=0.9Qmax。根据表1，计算变换器的等效电阻值Req=15.14，从而可以得到谐振参数：
3.2.2 1200V器件谐振参数设计
1200V器件的拓扑中变压器原副边匝比为650V器件拓扑的两倍，因此要对参数设计过程进行修正。经过计算，可以得到650V器件拓扑和1200V器件拓扑谐振参数的设计值为：
表2.三相LLC谐振变换器参数设计结果
主功率器件的选型与特性
英飞凌作为功率半导体器件的领导者，针对不同的应用背景均有相应的MOSFET和IGBT等产品解决方案。对于上述30kW三相LLC拓扑的主功率器件，文章将按照650V和1200V两种电压等级，选取三种典型功率器件进行特性分析。
4.1. 650V Si MOSFET
英飞凌最新的CoolMOS™ CFD7系列产品，开关损耗小，开关速度快，且专门优化了体二极管等特性，可以更好地适配LLC等各种软开关应用，也是目前充电桩应用中的主流产品。
根据功率等级，文章选取650V/29mΩ/CFD7系列的TO247-3单管封装的IPW65R029CFD7。
4.2. 650V IGBT
针对某些高频或软开关领域，英飞凌也有相应的高速IGBT产品。例如650V TRENCHSTOP™ 5系列，按器件开关速度由低到高分别有L5、S5、H5、F5等产品。文章选取650V/75A/H5系列的TO247-4封装的IGBT产品IKZ75N65EH5。
4.3. 1200V SiC MOSFET
相较于Si器件，SiC器件具有更高的禁带宽度、更高的阻断电压和更高的热导率。因此使用SiC器件可以在降低开关损耗的同时，拥有更高的阻断电压和更好的热性能。文章选取英飞凌的CoolSiC™产品IMZ120R030M1H，导通电阻为30mΩ。
4.4. 三种功率器件的特性对比
鉴于LLC软开关的电路特点，功率器件的损耗主要为导通损耗和关断损耗，其中大部分工况下导通损耗占据主导位置。除了器件的损耗，热阻Rthjc的差异也会影响器件的结温Tvj和性能表现。
导通损耗与功率器件的Rdson或VCE特性相关，图8为不同结温Tvj下VDS/VCE与电流ID/IC之间的关系。（根据规格书，IPW65R029CFD7的典型Rdson为24mΩ，IMZ120R030M1H的典型Rdson为30mΩ。）
图8.功率器件饱和压降曲线对比
由上图可知，650V CoolMOS™的Rdson随结温Tvj升高，增加最为明显，650V IGBT对于结温Tvj的敏感程度最低。
此外，三个器件的关断特性如表3和图9所示。（IMZ120R030M1H的门级关断电阻Rgoff=2Ω，IKZ75N65EH5的Rgoff=18Ω，二者关断损耗Eoff数据来自规格书。IPW65R029CFD7规格书未提供Eoff曲线，以官网SPICE模型的Eoff仿真曲线作为参考，Rgoff=5Ω）
表3.功率开关管关断时间的数据表参考
由表3可知，三种器件的关断时间tf均为10ns左右，考虑到实际应用的Rgoff与规格书可能存在差异，因此具体的数值需要根据工况进行调整。
图9.功率器件关断损耗曲线对比
三种功率器件的热阻RthJC_max对比如表4所示。
表4.不同器件方案的结壳热阻
为进一步对上述器件的特性进行分析，比较他们在LLC系统应用中的损耗和结温等方面的差异,文章将利用PLECS仿真工具，同时对LLC电路和功率器件建模，进行定量仿真分析与对比。
5. PLECS仿真
PLECS是电路和控制结合的多功能仿真软件，非常适合于包括热仿真在内的器件方案评估。文章基于PLECS平台进行不同器件和拓扑方案的对比，为实际的电路搭建提供准确的指导。
5.1. 三相LLC仿真电路
图2所示为充电桩工作对应的电池负载曲线。实际工作中，变换器需要覆盖所有的工况。文章中选取了三个典型工作点进行仿真，覆盖恒压、恒功率和恒流不同阶段的情况，如表5所示。Th为散热器温度，Rth_CH为散热器与功率器件壳之间的热阻。
表5.三相LLC谐振变换器仿真工况点
仿真过程采用开环控制，保证电路的可靠有效工作。对于三相LLC原边开关管而言，每相桥臂的上下两个开关管互补导通，占空比为0.5，三相之间相移为120°。使用500V输出电压作为触发条件，进行变压器副边整流模块的串并联切换。
图10为650V CoolMOS™的仿真波形，Vg1、Vg3、Vg5分别为三相桥臂的上管驱动，ILra、ILrb、ILrc分为三相的原边谐振电流，波形近似为正弦波。此时输入电流的纹波为20%，输出电流的纹波约为12%，相较于传统的LLC拓扑，电流纹波得到抑制。
图10.650V CoolMOS仿真波形
5.2. PLECS器件模型
PLECS在进行损耗和热仿真时，模型中要包含导通压降/电阻、开关损耗Esw等数据。仿真模型数据来自规格书中的曲线，是在特定的平台和工况下测试得到的。
除此之外，需要额外考虑输出电容Coss充放电的能量Eoss。理想情况下，输出电容在一个周期内充放电，开关管关断时，实际关断损耗等于测量损耗减去Eoss；开通时，实际开通损耗等于测量损耗加上Eoss。对于硬开关器件，开关损耗为关断损耗与开通损耗之和，因此可以忽略Eoss的影响。但对于ZVS器件，开通损耗不考虑，因此在计算关断损耗的时候需要额外减去Eoss，如公式(16)所示。由于输出电容的滞回特性，经过充电再放电的过程，Eoss会有部分能量损失，因此需要给Eoss增加一个系数φ (0~1)。部分器件会在规格书中给出Eoss的值，对于没有提供Eoss的器件，可以基于Coss与VDS的关系曲线，通过Coss对VDS平方的积分，得到Eoss的值。文章中为了简化计算，暂不考虑Eoss的影响。
在功率开关管的模型中均包含体二极管或外加二极管的模型，因此在一定的死区时间内，通过二极管续流，可以实现开关管的ZVS软开关。根据应用考虑，仿真中选择驱动电阻如表6所示。通常门极电阻Rg越大，功率器件的开关损耗越大。考虑到设计裕量，同时也为了更贴近实际应用，此处设置比规格书稍大一些的电阻Rg作为仿真参考。仿真模型已经考虑了驱动电阻的影响。
表6.不同器件方案的驱动电阻
6. 仿真结果分析
表7~9所示分别为CoolMOS™、IGBT和CoolSiC™的三相LLC原边功率管仿真结果。
表7.650V CoolMOS三相LLC谐振变换器仿真结果
表8.650V IGBT三相LLC谐振变换器仿真结果
表9.1200V CoolSiC三相LLC谐振变换器仿真结果
图11.三种器件方案结温对比
从图11中可以看出，三种开关管均可以满足结温要求，其中CoolMOS™结温表现最好，为112.2°C，而CoolSiC™的结温最高，为136.5°C。文章中针对结温的仿真是基于固定的散热器温度，若基于相同的实际散热条件，由于CoolSiC™损耗低，其散热器温度会偏低，因此实际结温也会降低。
而图12给出了三种器件方案的效率对比，其中CoolSiC™效率最优，IGBT方案的效率最低。
图12.三种器件方案效率对比
对于650V的器件方案，虽然CoolMOS™的结温和效率表现更优，但同样电流等级下，IGBT具有明显的成本优势，可以满足不同客户的需求。英飞凌之后也将推出性能优化的快速开关IGBT方案，提升IGBT性能，进一步满足客户需求。1200V的方案可以将开关管数量从12颗减少为6颗，降低拓扑复杂度，减少驱动等配套电路的数量。虽然SiC器件单颗成本较高，但是由于器件数量少、配套电路少，并且该方案的高效率可以降低散热成本和电能成本。因此综合考虑运行成本等因素，在成本方面反而具有一定的优势。表10给出了三种器件方案的优缺点，在应用过程中可以根据需求进行选择。
表10.不同器件方案三相LLC谐振变换器优缺点
7. 结论
文章针对30kW三相LLC变换器常见的两类拓扑，选取了三种不同的功率器件方案：650V IGBT/650V Si MOSFET/1200V SiC MOSFET，基于特定的参数条件，利用PLECS平台进行详细的仿真分析，对比了三种功率器件在损耗、结温、效率和成本等方面的各自特点与差异。相比目前主流的650V Si MOSFET方案，650V IGBT方案具有一定的器件成本优势，虽然整体效率稍低，若增加开关速度来减小Eoff，则器件的结温和效率还有进一步优化的空间，可缩小与Si MOSFET性能差距。关于1200V SiC MOSFET方案，虽然器件成本增加，但整体拓扑控制简单、配套电路少、效率高，有效降低系统设计的成本，是未来发展的重要趋势之一。
参考文献
[1] Hong Z, Hong Y, Zhang H, et al. Pollution characteristics and source apportionment of PM2.5-Bound n-Alkanes in the Yangtze River Delta, China[J]. Aerosol & Air Quality Research. 2017, 17(8): 1985-1998.
[2] 刘超，韩晶晶. 汽车新能源及节能技术浅析[J]. 工程技术：全文版, 2016(8):00298-00298.
[3] 曾鸣, 杨雍琦, 李源非, 等. 能源互联网背景下新能源电力系统运营模式及关键技术初探[J]. 中国电机工程学报, 2016, 36(3):681-691.
[4] Ling Luo. A novel hybrid resonant PI controller to decrease DC capacitance for EV charger[C]. 2014 IEEE conference and Expo Transportation Electrification Asia-Pacific.
[5] Jin Ke, Ruan Xinbo. Hybrid full-bridge three-level LLC resonant converter- a novel DC/DC converter suitable for fuel cell power system[C]. 2005 IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2005: 361-367.
[6] Ren Ren, et al. Capacitor-clamped three-level gan-based DC-DC converter with dual voltage outputs for battery charger applications[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2016, 4(3):841-853.
[7] 李浩昱, 李振伟, 赵雷, 等. 宽输入LLC谐振变换器多电平控制策略[J]. 电工技术学报, 2017, 32(4):48-57.
[8] Kim H S, et al. The high-efficiency isolated AC/DC converter using the three-phase interleaved LLC resonant converter employing the Y-connected rectifier[J]. IEEE Trans. On Power Electronics, 2014, 29(8):4017-4028.
[9] Asa E, Colak K, Bojarski M, et al. Three-phase LLC resonant converter with D-DLL control technique for EV battery chargers[A]. In Proceeding of Electric Vehicle Conference[C]. 20141-7.
[10] Mladen Ivankovic, Jon Mark Hancock. Part I: LLC calculator, FHA analysis based on a vector algorithm[M]. Infineon Technologies AN_201709_PL52_029, 2017.
[11] H Huang. FHA-based voltage gain function with harmonic compensation for LLC resonant converter[C]. 2010 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC), 2010: 1770-1777.