本文介绍了基于小华HC32F334数字电源控制器的两路交错无桥图腾柱TCM_PFC参考设计：着重介绍了工频过零点电流畸变控制、工频过零点附近的逻辑处理、轻载效率和THD优化、准确负电流检测与防干扰设计、变频交错功能实现、以及保护功能设计，更多功能期待大家亲测品鉴。
1.参考设计简介
随着服务器计算需求的增长，特别是云计算和人工智能（AI）计算的兴起，服务器CPU/GPU所需功率在大幅增加，服务器电源的功率预算已经从21世纪初的200W至300W范围，增加到现在的800W至2000W，并且未来可能进一步增加到3000W/5500W甚至8000W以上。为了满足电子产品对高质量电源的需求，同时，在行业头部企业和节能减排宏观趋势的驱动下，服务器电源的行业标准也将从当前国内普遍采用的CRPS2.2标准逐渐升级到M-CRPS标准，新标准对掉电再恢复的冲击电流、电网电流THD、PF值及功率密度等方面提出了更为严格的要求，THD新旧标准差异如图1所示。
图 1 M_CRPS/CRPS标准中THDi的要求
应服务器电源高效、高功率密度的要求，图腾柱PFC相比传统二极管整流boost PFC每次能量传输少经过一个开关管、更为高效，因而在服务器电源、通信电源等领域得到了广泛应用，图腾柱PFC和传统拓扑的对比如图2所示。
图 2 传统拓扑与图腾柱拓扑对比
为进一步提升图腾柱PFC的效率和功率密度，TCM模式相对于DCM、CCM、CRM模式优势明显，如图3所示，TCM模式有利于实现全负载范围内的ZVS开通。在功率等级较高的情况下，单路 PFC 的输入纹波电流很大，滤波器的体积也会相应增大。为解决大功率场景中 PFC 电感和滤波器体积过大的问题，可采用多相（N相）交错技术。采用该技术后，输入电感电流频率成倍增加，输入滤波器差模部分所需的截止频率也成倍增加，因此可极大地降低系统滤波器的体积，有利于功率密度提升。
图 3 电感电流工作模式对比
基于上述考虑，小华半导体推出了基于HC32F334芯片的两路交错无桥图腾柱TCM_PFC参考设计方案。系统具体控制框图如图4所示，方案采用互感器检测正、负向电流实现整流管OCP保护以及续流管负电流关断，同时实现交错控制。图5为满载电流交错以及主管实现ZVS的情况。图6为参考方案的THD、PF值以及效率曲线。参考方案的THD与PF值指标满足更加严格的M_CRPS标准。
方案实现的主要要点与难点如下：
1、工频过零点电流畸变控制；
2、工频过零点附近的逻辑处理，包含：
a) 对调整流管与续流管的驱动脉冲；
b) 切换相应的负电流检测事件配置；
c) 切换相应的OCP保护事件配置；
d) 更改相应的消隐窗口配置；
e) 工频过零点附近驱动关波逻辑；
3、轻载效率和THD优化；
4、准确负电流检测与防干扰设计；
5、变频交错功能实现；
6、保护功能设计，介绍：
a) 电感电流的OCP保护；
b) 以及软件防饱和保护；
图 4 小华TCM_PFC系统控制框图
图 5 Vin>Vout/2下的ZVS实现以及电感电流交错波形
图 6 额定220V输入下THD曲线(左轴)和PF值(右轴)以及不同输入下的效率曲线
2.方案设计要点
2.1工频过零点电流畸变控制
在工频过零点附近，受续流管的反向恢复、采样电路延时、驱动电路延时的影响，在负电流达到阈值后电感电流会继续以
的斜率上升一段时间（绝对值），导致实际关断的负电流会比给定值大一些。然而，在工频过零点附近输入电压瞬时值比较低，电感电流的上升斜率缓慢，会导致过零点附近的TON开出来的电流恢复不到负电流给定值以上。最终的结果是TON结束后，由于此刻母线电压相对较高，电感电流会以比较大的斜率下降到负向OCP保护阈值处，使得工频过零点电流出现尖刺。因此，在电感电流恢复到给定值以上之前的时间要防止开通续流管，同时要保证主管的脉冲在TON结束后能够重新开启。
小华HC32F334芯片针对上述问题，对外设细节进行了优化处理，以便应对上述问题。芯片增加了外部事件消隐延迟功能，如图7所示。工频过零点附近，当负电流持续有效时，在死区时间结束后会清零计数器进而重新开启TON，直到负电流恢复到给定值以上。本方案中，负电流检测消隐信号跟随功率管脉冲动态调整，图8为未开启消隐延迟功能的发波示意图，图9为开启消隐延迟功能的发波示意图。
图 7 消隐模式下触发计数器清零的外部事件延迟功能
图 8 未开启消隐延迟功能驱动发波示意图
图 9 开启消隐延迟功能驱动发波示意图
未开启消隐延迟功能时，由于工频过零点附近TON开启未能使负电流恢复到给定值以上，样机工作异常，频繁的进入负向OCP的过流保护，不能正常起机，如图10所示。当开启消隐延迟功能时，如图11所示，样机正常工作，工频过零点附近电流波形平滑无尖刺。
图 10 消隐延迟功能未开启
图 11 消隐延迟功能开启
2.2工频过零点附近的逻辑处理
无桥图腾柱拓扑在工频换相附近，需要处理以下逻辑：
基于HC32F334芯片外设优异的性能，以上逻辑均可以通过配置外设轻松搞定。通过HRPWM外设的swap功能，可配置寄存器实现逻辑①对调整流管与续流管的驱动脉冲逻辑。由上一章节介绍的消隐窗口，通过配置更改事件的消隐模式即可实现逻辑①更改相应的消隐窗口配置的需求。HRPWM外设发波单元可配置选择10个外部事件中任一一个或多个作为清零、捕获、PWM动作的触发源，更改寄存器配置可轻松实现逻辑②、③负电流检测以及OCP保护逻辑的切换配置。
逻辑④实现的一般方法是通过在环路中断程序中判断标志位后操作寄存器来关闭驱动脉冲，这样做的缺点是每个环路中断中必须要软件干预才可以，同时开关波会有跟中断服务函数相等时长的延时，另外关断逻辑还会跟控制耦合在一起，增加逻辑的复杂性。利用HC32F334芯片的EMB外设可轻松搞定上述问题。配置EMB外设的端口保护功能，过零点附近操作GPIO口的置高置低来提供EMB外设的端口保护源，保护功能配置为状态释放，这样无需软件干预即可释放驱动脉冲。过零点附近的驱动关波波形以及驱动切换如图12所示。
图12 工频过零点驱动波形图
另外，HC32F334芯片的HRPWM外设包含丰富的事件用来控制PWM输出，如相比于竞品，HC32F334的事件更多：除周期点、零点外，有6个比较寄存器动作点，和10个外部事件输入动作源。并且在计数器的上升计数，下降计数时可以配置不同的输出状态。
基于HC32F334芯片如此灵活的发波性能，配置高频臂的驱动如图20所示，在环路中断中分别更改寄存器HRGCMAR、HRGCMER的值即可分别实现S2、S1驱动的脉宽缓起的逻辑。
2.3轻载效率和THD优化
本文采用的TCM模式是CRM模式的衍生，其共同点是电感电流均为三角波，不同点是，CRM模式电感电流最小值为0，而TCM模式电感电流最小值为负值。因此，TCM模式下得THD可参照CRM模式类比过来，将TCM模式下的电流平均值补偿为CRM模式下的平均值即可得到与CRM模式下相同得THD效果。如图13所示为TCM模式下电流补偿示意图：
图 13 TCM模式下THD补偿图
TCM模式下得电感电流平均值与CRM模式下得电感电流平均值相等，可列出等式：
小华HC32F334芯片为基于32bit Cortex-M4F CPU，内置FPU，同时具备最大 128KB 的 Flash memory，因此上述算法软件实现可通过公式计算或者查表的方式轻松实现。补偿后的波形如图6所示，满足M-CRPS标准要求。
另外，为了提高轻载效率以及THD，方案在40%负载以下工作在单路模式，这对输入滤波器提出了更高的要求。如图14所示，为方案中采用两级滤波器仿真模型图以及滤波器的幅频特性。
图 14 输入滤波器特性仿真
如图14所示，滤波器包含两个谐振频率，本方案中两路工作模式切换至单路工作模式后，工作频率相比两路工作模式下会降低，进而穿越如图14所示的最右侧的谐振频率。由于该谐振频率点的衰减系数突然变小，同时由于是工作在TCM模式下，电感电流波形为三角波，幅值比较大，这样位于谐振点附近的电感电流衰减系数不够，导致三角波电感电流几乎无衰减。在输入滤波器看进去的电流如图15所示，滤波器在谐振频率29KHz处对电感电流几乎无衰减。如果将滤波器的谐振频率降低，必然要增加差模感量或者X电容容值，这样会导致输入滤波器的插入损耗进一步增加或者导致无功电流增加影响PF值。
图 15 输入电流震荡波形
本方案通过在X电容上串入电阻，很好地解决了上述问题，串入电阻后的滤波器波特图如图16所示。
图 16 X电容串电阻后的滤波器波特图
2.4 准确负电流检测与防干扰设计
TCM模式下的PFC工作在变频模式，频率范围可由20kHz至300kHz区间变化，因此负电流检测对检测回路的带宽要求较高，参考方案使用高频互感器进行检测，如图17所示。当电流从互感器T1的7引脚流向8引脚，Q4和Q5开通进行正向电流的OCP检测，以及ZCD电流的检测；当互感器不检测电流（S2关断），Q4和Q5关断，互感器T1由D17进行退磁。与S2、S1串联的互感器采样回路分别实现了S2的OCP采样与S1的负电流采样，采样波形如图18、19所示。采样波形分别经过高速比较器输出至MCU芯片HRPWM外设，经过HRPWM外设灵活的外部事件处理性能实现逐周期的OCP电流保护功能以及负向电流检测功能。
如图20所示，为高频臂驱动发波示意图。HC32F334的HRPWM外设具备外部事件消隐功能，可以忽略指定时间发生的外部事件，其中指定消隐时间配置非常灵活，用户可以通过寄存器设置选择下面任意一种模式：
①消隐时间可以由本单元滤波偏移寄存器EEFOFFSETAR到窗口寄存器EEFWINAR
②其他单元生成的消隐信号
③其他单元的PWM信号：PWMA_PRE1或PWMB_PRE1
④本单元计数值等于周期值或者锯齿波硬件清零到偏移值EEFOFFSETAR（或窗口值EEFWINAR）的时间
⑤本单元计数值等于0到偏移值EEFOFFSETAR（或窗口值EEFWINAR）的时间
本参考方案中，因OCP电流保护与负向电流检测两路事件为弱信号，在管子动作时很容易受干扰。HRPWM外设针对外部事件可配置消隐窗口，在消隐窗口时间内可忽略外部事件作用。因此，针对OCP保护以及负电流检测事件分别做了内部消隐。得益于HC32F334芯片外部事件灵活的消隐功能，本参考方案可分别对OCP事件配置消隐模式④，对负向的电流检测事件配置消隐模式⑤，进而保证驱动以及保护不受干扰，正确运行。
图 17 电流检测电路
图 18 续流管负电流采样波形
图 19 主管OCP电流采样波形
图20 基于HC32F334的TCM_PFC高频臂驱动发波配置示意图
2.5变频交错功能实现
本参考方案中两路交错TCM_PFC在变频控制时，需实时矫正两路相位差，以便保证两路能够可靠交错。HRPWM模块每个单元timer都支持PWM输出和捕获功能同时使能，每个单元都有两路捕获功能，因此第一路timer既可以通过本单元ovf事件触发本单元捕获，测量出本路的开关周期T，还可以通过第二路timer的ovf事件触发第一路timer的捕获功能，从而得到从路相对于主路的相位P，进而计算出当前实时检测到的相位P与理论目标相位T/2（180°）的差：△t=T/2-p,而后通过占空比微调使得从路相对于主路的相位保持在180°左右。如图21所示，两路电感电流实现了可靠的交错。
图 21 两路电感电流波形以及主路的驱动与Vds波形
2.6保护功能设计
如图22所示，为方案中高频功率电感的饱和电流测试波形。PFC电感饱和后，感量会急剧下降，进而会导致严重的功率损坏。因此，PFC电感的防饱和保护功能至关重要，除了单周期的OCP功能外，控制软件中还需增加一层保护。
控制软件依据公式（2-1），通过查询输入电压瞬时值来限制TON得大小来间接限制Icoil_pk得大小。
L*Icoil_pk=VAC*TON=N*Ae*△B(2‑1)
图 22 高频电感饱和电流波形测试图
3.交错无桥图腾柱TCM_PFC应用方案扩展
随着以SiC和GaN为代表的第三代宽禁带半导体的发展，以及高性能MCU数字电源处理器的不断升级迭代，基于CCM模式的无桥图腾柱应用将会越来越广泛。小华HC32F334也能很好地支持基于CCM模式的无桥图腾柱拓扑控制策略，系统框图如图23所示。欢迎大家开发探讨。
图 23 两路交错无桥图腾柱CCM_PFC系统框图
4.总结
随着AI和人工智能等新一代信息技术产业的蓬勃发展，服务器电源的高效率和高功率密度要求日益增强。本文详细介绍了基于小华HC32F334数字电源控制器的两路交错无桥图腾柱TCM_PFC参考设计，重点介绍了工频过零点电流畸变控制、工频过零点附近的逻辑处理、轻载效率和THD优化、准确负电流检测与防干扰设计、变频交错功能的实现、及保护功能设计。
上述分析和实验结果表明，小华HC32F334从芯片层面保证了图腾柱PFC控制功能的实现；同时灵活性的PWM波形控制功能有利于各种电源拓扑的数字控制开发，让用户使用起来更便捷、更安全！
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