有延迟环节的burst控制中得到响应时间变化规律的仿真分析方法

在这种控制方法里，如图一所示，当芯片进入主动burst模式后，芯片停止发出驱动脉冲，也就是图中VCS信号没有出现的区间，因为输出电压的下跌，反馈作用的拉电流（一般是光藕的作用）消失，芯片的FB引脚上的电压在内部电流的作用下开始快速上升，直到VFB_BON信号，并重新唤醒芯片发出驱动脉冲，让下跌中的输出电压回归正常值。

上面的分析过程是一种设计想得到的理想状态。在实际应用中，我们会发现，在输出电容较小，不合理的反馈设计下，FB引脚上的电压快速上升的时间会远大于芯片理想的设计时间，输出电压的跌落幅度变得不可接受。理论上应该消失的从光藕反馈过来的拉电流并不会因为输出电压的跌落马上消失，这将导致，输出电压跌落过多，而且传统经典的适用于线性时不变系统的控制理论，无法很好的解释与解决这个问题。

burst控制方法如下图

图二 常见反馈电路

如图二所示，这是一种常见的由TL431与光藕组成反馈电路，反馈补偿是Ⅱ类补偿电路。输出电压为12V。静态工作点主要是确定两个反馈电容在稳态时的电压值。                 

首先定义光藕的工作状态：CTR: 50%; VF: 1.45V

定义光藕的工作电流：IF: 0.33mA （备注：此电流由芯片工作状态决定）

定义TL431参考脚电压：Vref: 2.5V

定义输出电压：Vout=12V

反馈补偿的电容（C1,C2）上的电压为：Vout-VF-(IF*R5)-Vref

得到反馈补偿的电容（C1,C2）上的电压为：12V-1.45V-(0.33mAx1k)-2.5V≈8V

由此得到在12V稳态下，C1,C2上的电压为8V

图三 仿真电路

这种仿真分析方法的目的是用来帮助理解电路的工作与工程实践中的元件参数的调试方向。很明显，流经此二极管的电流会影响电源控制芯片反馈 (FB) 脚上电压的上升，控制的目标就是，让这一路电流尽快掉到最小，以得到反馈 (FB) 电压的上升。

仿真结果如下:

电路的初始参数如图三所示

选取不同的反馈电阻值，如图三中的R2 (3k-100k)，对流经光藕的电流IPROB2分析，得到图四，图五，不同反馈补偿电阻值下的光藕电流随时间变化规律。

图五 不同反馈补偿电阻值下的光藕电流随时间变化规律（放大版）

图六 不同反馈补偿电容（C1）值下的光藕电流随时间变化规律

从仿真的结果看，环路补偿的三个参数对流过光藕的电流，即同比于FB上升（延时）到重新开启输出驱动的时间，影响很不相同。电阻R2的选择影响很大，超过一定值后，开始收敛，影响开始变化不大。选好较大值的R2后，与之串联的C1，对结果影响很小。而极点电容C2，值选的越大，结果越差。

从理论分析来看，如图三所示，当电源主控芯片停止发驱动，输出下跌后，TL431的参考电压低于TL431的基准电压2.5V。TL431的阴极电压就会上升，这个上升的电压会通过反馈补偿网络R1，C1，C2补偿TL431的基准电压，如果基准电压被重新抬升到2.5V，TL431会重新导通，产生拉电流，这个电流会有部分流过光藕，影响了流过光藕的电流收敛速度，并与阴极上升的电压建立一定程度的动态平衡。这与仿真的结果是一致的。

在实际应用中，C2的值一般都比较小，主要考虑R2，C1的影响，为此实验选择了一台60W，输出12V/5A的电源, 按照图三的反馈网络，选取不同参数，测试FB引脚上的电压快速上升的时间 (TR)，来验证仿真结果。实际测试中，为了得到系统进出Burst的条件，负载设为动态，从1A到0.3A动态变化。波形八到十三的图中，曲线C1为实测的FB引脚上的电压波形，曲线C2为芯片的驱动波形。

1）选取参数如下：首先定义电容C2的值为1nF, 定义电容C1 的值为100nF，

选取不同的电阻R2的值: 3K, 9.1K, 20K, 75K。(结果见图八，图九，图十，图十一)

2）选取参数如下：首先定义电容C2的值为1nF，定义R2的值为75K，

选取不同的C1的值:  1uF, 10nF。(结果见图十二，十三)

实际测试结果如下表一和表二