本系列文章将介绍安森美(onsemi)高边SmartFET的结构和设计理念，可作为了解该器件在特定应用中如何工作的指南。范围仅限于具有模拟电流检测输出的SmartFET。本系列文章将分为四部分，之前我们介绍了应用详情、功率FET和保护以及功率元件的物理结构以及利用功率FET所采用的不同技术。今天为第二部分，将继续介绍该器件中集成的保护特性，这些特性可在系统故障情况下保护器件本身。
电源电压
典型电源电压规格
安森美高边SmartFET设计为在汽车环境的典型电池电压范围内工作，并顾及到了应用电压围绕标称值的变化，如本部分后面所述。工作电压范围通常指定为5V-28V，但数据表中的某些特定参数可能是在更窄的范围内进行表征并予以保证，例如8V-18V。保证的范围和相应电气规格随着安森美高边SmartFET产品组合中的器件和技术不同而有所不同。以下是对典型电源电压规格的说明。
图16：器件在典型电源电压规格范围内的操作
如上图所述，在5V-28V范围内保证正常工作（除非产品数据表中另有规定）。在此范围之外，电气性能（典型 RDS(ON)、开关速度、电流检测等）和预期行为（保护和诊断方面）可能偏离规格。低于欠压阈值时，器件关断，并以一定的迟滞重新导通。如本部分后面所述，控制器和FET的反向电池保护分别通过内部箝位结构和体二极管实现。典型器件的反向电池阈值为-16V（持续规定的时间间隔），低于该阈值时，预期寿命、可靠性和性能可能会受到不可逆的影响。有些器件可能采用过压关断特性来防止FET和控制器受到甩负载等事件期间出现的高压瞬变的影响；有些器件通过内部箝位结构提供过压保护，如果在此高压区域工作，器件的寿命/性能可能会受到影响。不同器件的过压关断阈值可能不同。
欠压运行
安森美高边SmartFET具有欠压关断机制，当电源电压降至过低而无法支持器件工作时，器件就会关断。该特性还能防止器件标记任何错误/不符合规格的输出或诊断信号。不同器件的欠压阈值可能不同，典型规格在3V~4V范围内。欠压关断事件具有一个相关的迟滞，以防止因阈值附近的潜在高噪声电源而导致异常开启和关闭。
图17：带迟滞的欠压关断
在汽车环境中，这种低压事件最有可能在车辆起动情况下观察到，此时电池电压可能短暂下降到较低值，然后才上升。在“冷启动”的情况下，即环境温度较低且电池电压进一步下降时，困难会变得更加严重。根据LV124关于3.5吨以下机动车辆中电气和电子元器件的汽车规范，冷起动时的电源电压轨迹如以下波形集所示。
图18：LV124规范——冷启动事件期间的电池电压轨迹
根据本规范，最差情况下的低电压为3.2V。安森美的某些高边器件（如 NCV84012A）符合该标准，而NCV84160等器件的欠压关断触发电压为3.5V，略高于3.2V的最小电压规格。欠压事件下的输出和诊断行为如图19所示。
有些低RDS(ON)的较高功率SmartFET内置了欠压恢复延迟定时器。在短路限流等大电流导通情况下，当电池电压被（其输出阻抗）拉低而触发欠压条件时，此特性有助于保护器件。一旦器件安全关断，电流衰减，电池电压会再次上升。若没有该特性，器件将再次导通并进入短路状态（因为VBATT>VBATT_MIN），使内置散热时间不起作用。不断重试会给芯片带来压力，尤其是在大电流器件发生持续短路的情况下。整合延迟定时器可拉长重试间隔时间，让芯片在下一次重试之前可以充分“冷却”。图20解释了这一现象。有关欠压延迟规格的详细信息，参见产品数据表。
图19：描述欠压期间器件行为的理想化波形集
图20：欠压恢复延迟
过压保护
在汽车环境中，发生过压情况主要是由于电源线上导通/耦合的高压瞬变（包括交流发电机甩负载）、静电放电 (ESD) 和用跨接引线发动汽车。在甩负载事件中，电池到交流发电机（其向电池提供充电电流）的连接开路，并且输出电流变得不稳定，因此连接到交流发电机的负载观察到电源电压显著提高，直到交流发电机调节器作出响应并削减驱动电流。车辆制造商通过定义甩负载脉冲的电压和时间周期来指定该脉冲的特性。此外，“ISO7637-2：仅沿电源线的电瞬态导通”等标准，还定义了特定ISO脉冲曲线和甩负载测试案例。近年来，交流发电机使用瞬态电压抑制器导致了对甩负载要求的放宽，体现此特性的规格是“抑制甩负载”（对于12V应用，通常在35V左右）。这使得芯片上的特征尺寸可以缩小，有利于低RDS(ON)器件采用NCV84012A等更小封装。在用跨接引线发动汽车的情况下，车辆电池由高电压源——例如卡车电池或双汽车电池（通常用于补偿长充电线缆的线路损耗）——充电以起动发动机。对于用跨接引线发动汽车的情况，脉冲特性同样由OEM定义。用跨接引线发动汽车事件的压力比甩负载情况要小。大多数汽车负载都需要能够承受OEM规定的这些高压事件。安森美高边SmartFET内置箝位结构，旨在保护FET和控制器免受高压尖峰的影响。
图21：高边 SmartFET 中的过压保护箝位结构原理图
参考图21，漏栅功率FET有一个保护箝位，用于限制输出端的电压摆幅。在FET最初关断的情况下，如果漏极端子的电压超过齐纳击穿电压，该保护箝位导通，并通过在栅源阻抗上产生一个电位来使FET导通。输出端的负载阻抗限制流经FET的电流。如果FET最初处于导通状态，它将保持导通，除非器件因过压而关断，如典型电源电压规格部分所述。单独的箝位结构将控制部分两端的压降限制为ZVD，接地阻抗网络通过这些箝位限制电流。逻辑输入端的保护二极管将这些输入箝位至比GND电位低一个二极管压降的电压。在高边SmartFET中，电流检测的保护箝位ZSense以供电轨为基准。作为标准做法，安森美建议在电流检测输出端使用外部箝位，以限制微控制器输入A/D级观察到的电压。此外，建议在与微控制器接口的I/O引脚上使用外部保护电阻，以防止微控制器箝位结构电流过大。在高电压状态下长时间工作可能会影响器件的寿命、强固性和性能。
器件布局、端接和金属布线也经过精心设计，具有出色的瞬态高压强固性。这些器件经过标准ISO脉冲测试，提供人体模型和机器模型的最大ESD瞬态能力额定值（某些器件还提供充电器件模型额定值）。有关规格，请参考产品数据表。
电感反激
当切换电感负载时，输出端的电压可能会观察到相当大的负摆幅，这取决于器件关断时的电流衰减速率和有效放电电感。漏栅保护箝位限制此摆幅的幅度，并将输出电位“有源箝位”至 VBATT-VCLAMP，其中VBATT是漏极电位，VCLAMP是保护箝位的击穿电压。有源箝位将电流密度分布在整个FET面积上，从而减少箝位二极管遭受的应力，并改善感应放电期间的散热。与背侧体二极管雪崩（即击穿）并使电感放电的情况相比，这种方法更可取。
断电
如果漏极端子的电源连接开路，高边SmartFET将通过禁用功率器件和控制部分进行自我保护。在断电事件期间，OUT和CS（电流检测）的读数都是“Lo”。如果在电感切换过程中电源连接开路（或者如果线束具有足够的电感），则电流必须有一条反激路径以供放电。该路径将包括用于控制部分的保护二极管（ZVD，见图19），它受外部接地电阻限制。由于保护二极管处理电感反激能量的能力不如功率FET，因此在高能耗的情况下，高边器件可能会受损。在这种情况下，系统设计应给予适当的考虑，例如，通过使用续流二极管来为感应放电期间的电流提供路径。
电源短路
电源短路事件如下图所示。
图片图22：电源短路事件
上图显示了VBATT线路至两个输出端子（OUT或CS）短路。在前一种情况下，无论输入命令如何，负载都会导电。假设漏极端子严格连接到电池（即电池和漏极连接之间没有电位跌落），则整个器件没有功耗，但该事件可能会对负载造成严重压力。图23中的理想化波形集描述了典型灯泡浪涌情况下发生的瞬态OUT至VBATT短路事件。负载电流和电压短暂提高；VSENSE降至零，因为在此期间FET将关断。在图22中，需要注意的是，电流是在负载附近测量的，并不代表OUT端子流出的电流（在VBATT短路事件中其将为0）。
图23：描述OUT至VBATT短路事件的的理想化波形集
如果电池和漏极连接之间存在阻抗路径，则源极电位（在VBATT短路事件中）可能高于漏极，导致反向电流通过体二极管。这种情况虽然在汽车环境中不太可能发生，但会对器件造成很大压力。
在VBATT至CS短路的情况下，OUT端子和负载将正常工作，但在CS引脚将观察到等于VBATT的电压，这可能会对微控制器A/D的I/O接口造成潜在压力。如操作方法部分所述，建议始终在CS引脚处放置外部箝位，以防止该节点出现高电压。图24显示了CS至VBATT短路时OUT和Sense节点的行为。
图24：描述CS至VBATT短路事件的理想化波形集
接地 (GND) 操作
推荐的GND电路
在涉及高边FET的应用中，了解并使用理想的接地网络至关重要。作为标准做法，不建议将器件GND引脚直接绑定车辆或底盘GND。如本部分后面所述，在某些特定系统失效情况下，这会保护高边FET。图 25 突出显示了典型的接地网络（红色）——电阻与（可选）二极管并联。该电阻 a) 在发生过压事件时限制通过保护箝位ZVD的电流（见图 21），b) 防止反向电池连接（反向电池连接时保护箝位正偏，见图 26）情况下或电感反激期间电池开路情况下器件产生功耗。
图25：应用中的接地网络原理图
虽然该电阻确实能保护器件，但它也会提高GND电位，具体幅度取决于器件的工作GND电流。此电位如果足够高，可能会改变功率FET的阈值，并限制控制部分内模拟电路操作可用的裕量轨。因此，该电阻的选择选择需要权衡。高阻值意味着过压/反向电池连接期间的限流较低，但也会显著提高接地电位。
二极管在正常工作期间可为该电阻分流，从而帮助降低GND电位，而且二极管还能阻挡反向电压（直至其击穿）。但在过压情况下，二极管无能为力。除非另有建议，否则建议将典型值1kΩ的电阻与二极管并联使用，或者将大约150Ω的独立电阻用作GND阻抗。关于具体器件的建议，请参考相应的产品数据表。
反向电池保护
当电池端子的极性/连接翻转时，反向电流将流过器件，如图26所示。该模块级原理图还显示了保护二极管和电阻以及反向电流的方向。功率 FET 的本征体二极管会导通电流IREV，通过该二极管的功率受负载本身的限制。在控制部分，接地电流IGND_REV由正偏过压保护箝位ZVD导通；IIN_REV和IDEN_REV通过微控制器内部网络分别导通至保护电阻RIN和RDEN。这些电流流过用于数字输入的ESD齐纳箝位，并最终加到流过ZVD的电流上。逻辑输入端的电阻RIN和RDEN限制通过ESD结构的电流；由ZGND表示的接地电阻限制电流，从而限制ZVD上的功耗。反向电流ICS_REV通过检测电阻RCS流入CS引脚，并通过正偏过压保护二极管ZSENSE反馈到电池的负极端子中。
图26：电池反向期间的电流和保护
主要用于取代继电器和保险丝的低欧姆器件，如NCV84008A、NCV84004A等，具备ReverseON（反向导通）特性，当观察到反向电池电压时，它能使倒置配置的输出 FET 导通。在反向模式下，这种操作可为体二极管分流并限制导通损耗，从而有助于降低器件的功耗。图 27 突出显示了通过 FET 而不是体二极管的导通路径。此外，接地路径中的反向电池阻断机制可确保低GND电流（有关最大允许反向电池规格，请参考特定产品数据表），从而允许使用较小的外部GND电阻。
除ReverseON外，某些器件还提供InverseON（逆向导通）特性，如果源极电位超过漏极电位，体二极管导通的电流会再次被分流，并且会被FET导通超驰。当FET的输出观察到应用中的电池硬短路时，即表示发生这种情况，如电源短路部分所述。关于FET在反向电池或逆向电流导通的情况下提供的RDS(ON)。
图27：通过ReverseON实现反向电池保护
应注意的是，在上述任何一种情况下，输出级中的反向电流都不会被“阻塞”；相反，功耗通过采用 FET 导通和外部保护电阻来限制。某些应用（如保险丝和/或继电器替代方案）要求电源路径中有外部反向电池阻断机构，用于在反向电池连接情况下防止任何电流导通，以保护下游的负载。有关器件在反极性模式下的最大性能（承受的最长时间和反向电压），参见具体产品的数据表。对于需要反向电流阻塞的负载，在使用这些高边器件时必须特别小心（例如，集成反向电池阻断电路元件）。在反向电池模式下，任何保护特性都不可用。
地线开路
当器件地线开路时，器件将关断输出FET和控制部分。地线开路可能发生在模块级（模块地线与ECU地线的连接开路），也可能发生在ECU级——包括微控制器在内的整个ECU与底盘地线 的连接开路。在这两种情况下，器件中的控制电路都没有返回路径/基准电压源可用。在ECU设计中，应避免模块的任何寄生GND连接。
下面的框图显示了这种情况。
图28：描述地线开路情况的框图。负载仍然连接到底盘地线，但模块地线开路
图29：显示地线开路事件中输出电流和电压行为的理想化波形集
图29中的理想化波形集显示了地线开路事件中的输出行为。
OUT至GND短路——限流
对于未受保护的FET，如果负载的输出至GND短路，则没有任何手段可限制FET中的电流和功耗（电流最终受到器件跨导、电源的电流容量或键合线的最大容量限制），器件可能会受损。为了防止这种不控制的导通情况出现，安森美高边器件配有限流器逻辑，可在短路事件期间限制器件中的最大电流。最大允许电流因器件和技术而异，可在产品数据表中查到。图30显示了OUT接地短路的情况——当右侧开关闭合时，OUT节点接地短路。器件观察到漏极-源极上的VBATT电位差（忽略任何寄生线路电阻和短路电阻）。
图30：接地短路事件
通常，此最大电流ILIM根据器件的热容量（如尺寸、有效硅面积、封装等）及其预期应用来决定。例如，如果预期应用是以高浪涌电流驱动灯泡负载，则ILIM必须相应地设置，以确保灯泡在要求的时间内亮起。有关驱动灯泡负载的更多信息，参见灯泡负载部分。
如果GND短路的情况持续存在，即使电流有限，芯片温度最终也会上升。为了避免高温度梯度，安森美高边FET采用基于差分和绝对温度检测的重启策略（参见温度/功率限制部分以了解有关温度检测的更多信息）。下面的一组理想化波形显示了短路事件中的示例性输出电流行为：
图31：描述具有“折返”特性的限流行为的理想化波形集
当器件接通进入短路状况时，电流被限制在ILIMSC_1（亦称为 ILIM_Hi）。当差分温度摆幅达到其阈值时（参见温度/功率限制部分），功率FET关断，并以一定的迟滞再次导通。器件持续导通和关断，最大饱和电流为ILIMSC_1，直至芯片的绝对温度达到最大限值，此后输出电流“折返”到较低值ILIMSC_2以限制功耗，从而限制高结温下的温升。导通时间t1和t2分别取决于差分和绝对热关断阈值（绝对和差分温度限值的阈值在产品数据表中定义和规定）；关断时间t3和t4取决于其相应的迟滞。此外，散热和热环境也会影响这些时间尺度。随着器件变热，控制热关断的电路也会观察到温度升高，这可能导致在这些时间间隔达到其稳态值之前有一个时间延迟。
并非所有安森美高边器件都有电流折返特性（详情请参考具体产品数据表）。某些器件在绝对热关断阈值之后定义了一个无折返的稳定RMS电流。这种行为如图32所示。
图32：描述无“折返”特性的限流行为的理想化波形集
大多数安森美高边FET的限流电路具有略呈负值的随温度变化系数，以避免电流的再生性增加，确保器件安全。一旦结温达到绝对热关断限值，ILIM 脉冲的峰值和占空比最终会稳定下来，产生稳态RMS电流（产品数据表中有定义）。应注意的是，ILIM还取决于电池电压（这种情况下为漏源电压），并且通常根据典型电池电压或电压范围进行指定。一些器件（如NCV84012A）在高漏源电压下可能还有ILIM滚降，以降低器件在这些高电压下的功耗。在“软短路”情况下，即输出导通路径中的电阻（包括短路电阻）足够高，使得输出电流未达到最大限值ILIM_SC1时，差分和绝对热关断及切换形式的热保护仍然可用。
除了图31和图32所示的两种限流原理之外，有些器件（如 NCV84012A）可能集成了基于峰值电流检测的关断功能，以应对GND短路的情况。设计方法如图33所示，当漏极电流超过内部限流阈值时，器件关闭输出级，从而避免较高功耗，就像由热关断控制的线性电流限值一样。
图33：描述基于峰值检测的限流的理想化波形集
对于依靠众多技术实现高电流限值的器件，这种设计方案是必不可少的，因为高功耗（线性电流限值）可能对芯片有害，需要由基于精确峰值的关断和基于定时器的重启来控制，而不是调节电流。“冷却”定时器tcool_down在控制逻辑中定义，基于对该技术执行的安全工作区域测量。这些器件中的大多数还采用基于高VDS（如在“硬”短路的情况下）和/或高VD（如在用跨接引线发动汽车的情况下）的限流折返。此外，如果芯片上的绝对或差分温度在不断重试过程中上升，则由热传感器强制实施的更长冷却时间（这将下一部分中阐释）占上风。大多数具备此特性的器件还有调整电流阈值和相关定时器的能力，从而提供更大的设计灵活性和更低的器件间变异性。有关这些定时器规格、峰值检测阈值和测量峰值容差的说明，参见产品数据表。
关于继电器和保险丝替代方案，基于峰值检测的限流是设计的优先选择，它在短路事件中提供受控响应，并避免负载功耗过高。另一方面，照明或切换容性负载等应用需要持续一段时间的稳定电流以管理浪涌。这种权衡常常通过调整与器件要驱动的负载相关的峰值电流阈值和冷却定时器（使用微调单元）来处理。
温度/功率限制
绝对和差分温度检测
快速准确的温度检测有助于在过载和/或高功耗事件（如OUT至GND短路）中保护安森美高边FET。超过器件热容量是应用中最有可能的失效模式之一，因此需要采用控制元件，当结温达到给定阈值时，控制元件可以检测温度并关断器件。这种机制被称为“绝对热关断”，或简称为TSD（热关断）。安森美高边FET的典型热关断阈值约为175℃，除非产品数据表中另有规定。在芯片“冷却”到较低温度后，器件重新导通。热关断具有与导通相关的迟滞，以避免器件在阈值附近不断热切换。有效TSD设计通常要克服许多挑战：考虑到布局约束，应该在芯片上何处检测温度；为了产生一个随温度变化最小的参考电路，器件关断的理想跳变点和迟滞应该是多少，等等。
虽然绝对热关断在高功耗事件中可消除有害损坏，但它不能阻止器件在这些事件期间观察到温度梯度，这种效应可能严重影响器件的寿命、性能和强固性。例如，考虑冷灯泡浪涌电流的情况，环境温度很低，灯丝需要充分加热，高浪涌电流通过器件导通，导致芯片温度升高。在一个假设示例中，器件环境温度为-40°C，绝对热关断将发生在约175°C，器件将观察到超过200°C的热梯度，这可能会使器件承受压力，多次发生此类事件会显著缩短器件寿命。在某些情况下，这些热瞬态会导致热机械过度应变，进而造成机械损坏，如芯片裂纹或分层。为防止出现这种情况，器件采用差分或差值温度检测和关断 (DTSD) 机制来检测最高和最低芯片温度之间的差值，如图34所示。
图34：绝对和差分温度检测
有两个检测元件，一个靠近功率FET的中心放置（通常观察最高温度），另一个靠近功率FET的外围放置。由于热波传播存在时间延迟，因此两个传感器检测到的温度总会有一些差异，中心传感器读取的温度会更高。如果温差超过设定阈值，器件将关断，并以一定的迟滞重新导通。图31描绘了模拟上述热行为的示例性波形。检测到的电压与（热）稳定基准电压Vref_Tjmax和Vref_deltaTj进行比较，输出发送至最终决定是否关断 FET的模块。
这种差分热切换的另一个优点是对重复短路性能 (RSC) 的潜在改进。美国汽车电子协会标准 AEC-Q100-012 详细介绍了智能功率器件的短路可靠性特性。在最坏情况下，器件切换一个代表汽车环境中短路的阻抗网络，性能按照A到O的等级量化。更好的性能意味着更多数量的脉冲在给定的测试和外部激励条件下存活下来。由于DTSD，每次重试观察到的热瞬变的程度会衰减，器件可以承受更多这样的短路脉冲，即观察到器件寿命和强固性得到改进。下一部分将进一步阐明重试策略。某些安森美高边SmartFET还配有“备用”温度传感器，其布置在控制部分的，用以保护器件免受灾难性故障的影响。
对于芯片尺寸较小的SmartFET，快速热响应对于确保芯片能够承受瞬态高功耗是不可或缺的。峰值电流检测一般是为满足浪涌要求而设计，但在某些情况下可能不足以保护器件。在短路阻抗非常小且可能出现高漏源电压的情况下，峰值电流检测对芯片经受的极端热瞬变的响应速度可能不够快。在这种情况下，DTSD将接管并确保热瞬变不超过器件的能力。此外，在高温下发生短路事件时，快速的绝对热关断保护会起作用。在该事件，热传感器需要在达到规定峰值之前安全关断器件。这就要求检测和传播延迟针对几十微秒的响应时间进行优化。配电等应用通常在较高结温下运行，除了快速热响应之外，还需要较高的热关断阈值。
重试策略的灯泡开启
图35中的理想化波形集显示了高边器件在OUT至GND短路情况下的热响应与输出电流的关系。此波形集实质上是将温度曲线添加到上一部分阐述的示例中。
图35：描述OUT至GND短路事件中温度轨迹的理想化波形
在第一脉冲开始时，没有功耗，峰值结温等于外围或环境温度。当电流上升至最大限值ILIM_SC1时，温度随之上升，芯片中心处的温升更为显著。当两个温度之差ΔTJ超过规定限值（安森美高边器件通常为60°C，除非另有规定）时，功率FET关断，直到器件降温ΔTJ_RST，然后用另一个ILIM_SC1脉冲重启。芯片边缘的温度随着每个重试周期的进行而升高，如波形所示。一旦峰值结温达到绝对热关断限值TTSD，器件便以迟滞TTSD_HYS导通和关断。如OUT至GND短路——限流部分所述，并非全部安森美高边FET都有电流折返，此处显示的波形只是举例说明。
导通时间和迟滞的选择需要权衡芯片观察到的最大温度瞬变（重试周期宜较短以避免温度波动大）和器件在给定时间内开启灯泡的能力（重试周期宜较长，从而以最少的重试次数提供所需的灯泡浪涌电流）。
与热控制重试策略相反，具有峰值检测电流限值的器件采用如前所述的基于固定定时器的重试策略。重试次数可以是不确定的，也可以通过计数器（如在NCV84012A中）在内部加以限制。图 36 显示了基于定时器计数器的重试策略情况下的理想化波形集。一旦检测到限流峰值，器件便安全关断，计数器递增。相应产品数据表中指定了两个参数：nCOUNT和rCOUNT。第一个nCOUNT重试的时间间隔相对较近（意味着tcool_down
图36：描述基于定时器-计数器的短路重试策略的理想化波形集
基于本文中关于继电器和保险丝替代方案的讨论，此类应用中的短路事件不需要器件重试——短路情况下的连续重试对于通过该智能保险丝连接到车辆网络中的负载而言可能是灾难性的。重试次数可通过内部微调单元进行调整，这简化了安森美SmartFET中的重试策略的设计方法；生产中可将nCOUNT和rCOUNT分别调整为“1”和“0”，以适应保险丝替代方案。
如果GND短路事件中的重试次数不受内部限制，例如像图 36 那样，建议应用中的微控制器从外部对其进行限制。器件的重复切换会影响长期可靠性和寿命。虽然允许的重试次数没有上限，但如果特别请求，我们可以根据应用特定的Coffin-Manson分析提供一些估计值。对于某些应用，经过给定的点火循环次数之后，如果短路持续存在，微控制器会永久禁用负载。
本文转载自：安森美